Статьи
ОДИН ИЗ СПОСОБОВ ЗАЩИТЫ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИСТЕМ СВЯЗИ ОТ МОЩНЫХ УЗКОПОЛОСНЫХ ПОМЕХ
ОДИН ИЗ СПОСОБОВ ЗАЩИТЫ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИСТЕМ СВЯЗИ ОТ МОЩНЫХ УЗКОПОЛОСНЫХ ПОМЕХ
Опубликовано в журнале "Телекоммуникации", № 11 за 2001 г
Одним из путей повышения помехоустойчивости систем связи является применение шумоподобных сигналов (ШПС), эффективность использования которых определяется их базой. Если же мощность помех на входе приемного устройства ШСС превышает границы динамического диапазона последнего, необходимо применение дополнительных способов защиты ШСС. Одному из возможных вариантов защиты входных каскадов (малошумящего усилителя и смесителя) приемного устройства ШСС на сверхвысокой частоте посвящена данная статья
Широкополосные системы связи (ШСС) или системы, использующие для кодирования информации шумоподобные сигналы (ШПС), известны давно [1]. Одним из важнейших достоинств ШСС, обеспечивших их стремительное развитие, является высокая устойчивость по отношению к широкому классу помех, как искусственного, так и естественного происхождения. Помехоустойчивость ШСС определяется отношением мощности сигнала и мощности помехи на выходе согласованного фильтра (коррелятора)
где PС и PП – мощность сигнала и мощность помехи на входе приемного устройства (ПУ);
B = FT – база используемого ШПС.
Соотношение (1) означает, что при фиксированных значениях PС и PП на входе ПУ ШСС, повысить отношение сигнал/помеха на выходе ПУ можно только увеличивая базу используемого шумоподобного сигнала.
Для фазоманипулированных ШПС, фаза которых принимает только два значения – 0 и 180 градусов;, база сигнала равна числу элементов порождающей его кодовой последовательности N. Среди ШПС с небольшими базами наиболее известны сигналы Баркера и М-последовательности.
Для защиты ШСС от помех, уровень которых превышает обеспечиваемый базой допустимый запас помехоустойчивости, применяют дополнительные методы подавления [2]. Указанные методы можно разделить на две группы – режекция пораженной части спектра ШПС и компенсация помехи в ПУ путем создания ее копии с последующим вычитанием созданной копии помехи из входного сигнала. Реализация дополнительных методов защиты осуществляется, в основном, цифровым способом на промежуточной или видеочастоте ПУ. При этом полагают, что входные сверхвысокочастотные (СВЧ) каскады ПУ преобразуют входную смесь полезного сигнала, шума и помех линейно, не внося значительных искажений в принимаемый сигнал.
В условиях растущего количества работающих систем беспроводной связи, которое наблюдается в последнее десятилетие, возникают ситуации, когда уровень помех, поступающих на вход ШСС, превышает возможности динамического диапазона (ДД) ПУ. Аналогичная ситуация возможна в случае целенаправленного подавления действующей ШСС мощной узкополосной помехой (УП), поскольку именно УП постановщику помех легче всего генерировать. В этом случае входные СВЧ каскады ПУ, а именно малошумящий усилитель (МШУ) и смеситель переходят в нелинейный режим работы. Искажения полезного ШПС, возникающие вследствие нелинейных преобразований во входных каскадах ПУ, невозможно компенсировать последующей цифровой обработкой, так как характер таких искажений трудно предсказуем. Следовательно, возникает необходимость дополнительной защиты входных каскадов ШСС от воздействия мощных помех.
Одним из вариантов защиты входных каскадов ШСС от мощной УП может быть ее режекция в спектре полезного сигнала на СВЧ с помощью режекторного фильтра, а если помех несколько, то с помощью блока режекторных фильтров.
На рисунке 1 показана блок-схема входных каскадов ШСС с включенным в нее режекторным фильтром.
Рисунок 1. Положение режекторного блока в структуре приемника ШСС.
В качестве режекторного СВЧ фильтра можно использовать фильтр на диэлектрическом резонаторе (ДР) [3].Сочетая в себе высокую добротность, температурную стабильность и небольшие габаритные размеры, ДР широко применяются в качестве фильтрующих и частотно-задающих элементов в технике сантиметровых и миллиметровых волн. Еще одним достоинством ДР, обусловившим их распространенность в современной технике связи, является их топологическая совместимость с интегральными схемами СВЧ диапазона.
Для расчета технических параметров схем с ДР в общем случае используют электродинамическую модель собственных колебаний резонатора в свободном пространстве, данная задача относится к классу задач о нестационарных процессах. Методика расчета многозвенных режекторных фильтров на ДР представлена в [4]. Существующие пакеты программного обеспечения, такие как Serenade Design Environment Version 8.0. фирмы Ansoft Corporation, Microwave-Harmonica PC фирмы Compact Software Inc., Computer Aided Resonator Design Version 3.2. фирмы ScillaSoft Consulting позволяют с приемлемой точностью рассчитывать параметры однозвенных полосно-пропускающих (ППФ) и полосно-заграждающих фильтров (ПЗФ) на ДР.
Особый интерес для защиты от нестационарных УП представляют режекторные фильтры на ДР, характеристиками которых - центральной частотой, полосой и глубиной режекции - можно управлять. Основная проблема, возникающая при реализации перестройки ДР, состоит в принятии компромиссного решения между сохранением высокого значения добротности и обеспечением приемлемого диапазона перестройки частоты. Высокое значение добротности ДР необходимо для эффективной режекции мощных УП, поскольку именно добротность определяет относительную полосу пропускания фильтра.
где FЦ - центральная частота фильтра на ДР;
F – полоса пропускания фильтра на ДР.
Добротность современных ДР может достигать 10000 на частоте 10 ГГц [11]. Общепринятой теории расчета перестраиваемых режекторных фильтров на ДР не существует, хотя различные способы управления параметрами фильтров на ДР подробно описаны в литературе [5-10]. Электрическая перестройка частоты фильтров на ДР может быть осуществлена с применением нелинейных диэлектриков [10], ферритовых материалов [6, 7], нелинейных элементов [9], варикапов [8]. Следует упомянуть также о возможности перестройки частоты с помощью пьезоэффекта, при этом механическая перестройка фильтра на ДР осуществляется пьезоэлементом, управляемым электрическим сигналом [5]. В этом случае достигается минимальное ухудшение добротности ДР вследствие отсутствия непосредственного контакта настроечного элемента и ДР. Диапазон перестройки частоты достигает 10%.Недостатком такого способа перестройки является потребность в высоком напряжении (120 Вольт), необходимом для управления пьезоэлементом.
Применение для перестройки ДР пленки из нелинейного диэлектрика, управляемой напряжением, позволяет обеспечить изменение частоты в пределах 3…5% при одновременном ухудшении добротности в 5…10 раз [10]. Описанный способ требует сложной технологии нанесения на поверхность ДР самой пленки из нелинейного диэлектрика и пленочных электродов для подведения к ней управляющего напряжения.
Диапазон перестройки ДР, обеспечиваемой применением ферритовых материалов, достигает 13% [7] при ухудшении добротности в 4 раза. Указанные результаты сильно зависят от соотношения объемов ДР и используемого феррита. С уменьшением объема феррита уменьшается диапазон перестройки и растет добротность ДР. Изменение параметров феррита (и соответствующая перестройка частоты фильтра на ДР) происходит под воздействием магнитного поля.
Известно конструктивное решение для кольцевого ДР с радиальным разрезом, торцы которого металлизированы и соединены через нелинейный элемент [3]. Включение нелинейного элемента непосредственно в ДР ухудшает добротность последнего почти в 10 раз и обеспечивает диапазон перестройки 10%. Предложенное решение требует сложной процедуры нанесения металлизации на торцевые поверхности ДР.
Один из вариантов управления ДР в СВЧ генераторе с использованием варикапов предложен в [8]. Схема перестройки выполнена в виде расположенных на подложке полуколец с включенными между ними варикапами. Подложка размещена на торцевой поверхности цилиндрического ДР и связана с ним электромагнитно за счет внешнего поля резонатора. Напряжение, управляющее варикапами, подводится к полукольцам. Максимальная электронная перестройка частоты СВЧ генераторов в данной конструкции составила 1,5 % на частоте 6 ГГц. Отличительной особенностью данной конструкции является простота реализации, недостатком – малый диапазон перестройки.
С целью исследования возможности применения перестраиваемых фильтров на ДР для режекции мощных УП была исследована конструкция, предложенная в [8]. Внешний вид экспериментального макета перестраиваемого фильтра на ДР изображен на рисунке 2. В приведенной конструкции использовался дисковый ДР типа ДРД из материала ТБНС (епсилон=80), диаметром 16.6 мм, высотой 7.9 мм, установленный на подложке из фторопласта ФАФ-4. Два варикапа типа 2А611Б присоединены пайкой к двум одинаковым радиальным полоскам из медной фольги (ширина полоски 2 мм, радиус 4 мм), размещенным на подложке из стеклотекстолита толщиной 0.5 мм. Управляющее напряжение на варикапы поступает через высокочастотные дроссели и ограничительные резисторы.
Рисунок 2. Однозвенные перестраиваемые фильтры на ДР (слева – режекторный, справа – полосно-пропускающий
Графики зависимости центральной частоты и глубины режекции от управляющего напряжения показаны на рисунках 3 и 4 соответственно.
Рисунок 3. Зависимость центральной частоты режекции от управляющего напряжения.
Предварительный расчет для оценки первоначальных параметров фильтра, проведенный с помощью Serenade Design Environment Version 8.0., показывает, что дополнение ДР элементами перестройки, повышает резонансную частоту ДР примерно на 5%. Максимальная глубина режекции при этом значительно уменьшается – более чем на 20 дБ, ширина полосы режекции увеличилась в 3 раза. Коэффициент затухания вне полосы режекции перестраиваемого фильтра на ДР не превышает 0.5 дБ, что позволяет каскадировать подобные фильтры для получения большего значения режекции, получив тем самым предпосылки для создания адаптивных СВЧ фильтров. Амплитудно-частотная характеристики неперестраиваемого фильтра на ДР, полученная в результате программного моделирования, показана на рисунке 5.
Рисунок 4. Зависимость глубины режекции от управляющего напряжения.
Рисунок 5. АЧХ неперестраиваемого фильтра на ДР, рассчитанная в среде <br>Serenade Design Environment Version 8.0
Один из возможных алгоритмов защиты ШСС от мощных УП с использованием СВЧ фильтров на ДР представлен на рисунке 6. Под пределом регулирования в данном случае понимается максимальная область спектра ШПС, которая может быть подвержена режекции при сохранении заданного качества связи. Режекция спектра ШПС вызывает искажение корреляционной функции (КФ), величина и форма основного пика которой являются основным фактором, использующимся в приемнике ШСС при обнаружении и приеме сигнала. КФ сигнала , прошедшего через режекторный фильтр, и эталонного ШПС, можно найти через его энергетический спектр следующим образом:
– коэффициент передачи режекторного фильтра;
Поскольку нахождение коэффициента передачи режекторного фильтра на ДР представляет собой сложную электродинамическую задачу, воспользуемся для дальнейших расчетов более простой моделью, а именно моделью однозвенного параллельного LC - фильтра с высоким значением добротности. По определению, коэффициент передачи равен
– реактивное сопротивление параллельного LC - фильтра.
Нетрудно определить, что реактивное сопротивление в (4) равно
После несложных преобразований из (4) и (5) получим коэффициент передачи параллельного однозвенного LC – фильтра
Энергетический спектр в (3) равен квадрату амплитудного спектра, который можно представить в виде произведения [1]
– спектр прямоугольного импульса с единичной амплитудой и длительностью
- спектр кодовой последовательности.
Спектр фазоманипулированного ШПС, образованного М -последовательностью длиной 63 элемента, рассчитанный согласно (7) – (9), прошедший через два режекторных фильтра с коэффициентом передачи (4) – (6), настроенных на две произвольные частоты, показан на рисунке 7. КФ этого сигнала, рассчитанная согласно (3) – (9), по отношению к КФ неискаженного ШПС приведена на рисунке 8. Нетрудно видеть, что форма основного пика КФ меняется незначительно, уменьшается лишь его амплитуда. Похожие результаты получены в [12], согласно которым режекция не более чем четверти спектра ШПС, не вызывает существенных искажений КФ, лишь уменьшает амплитуду основного пика. 
Рисунок 6. Один из возможных алгоритмов защиты ШСС от мощных УП.
Рисунок 7. Спектр фазоманипулированного ШПС, прошедшего через два режекторных фильтра.
Чтобы выяснить максимальное число N МАКС мощных УП, которые могут быть подавлены описанным способом, необходимо знать ширину спектра полезного сигнала, ширину полосы режекции каждого включенного фильтра на ДР, которая должна превышать ширину спектра помехи
Рисунок 8. Корреляционная функция шумоподобного сигнала (пунктир), изображенного на рисунке 7 в сравнении с КФ неискаженного ШПС (сплошная линия).
Для более точного определения N в каждом конкретном случае необходимо задаться величиной порога обнаружения, которая зависит от принятого в системе критерия обнаружения.
Рассмотрение способа определения типа помехи, действующей на ШСС, выходит за рамки данной статьи. Высказанные здесь предположения справедливы в том случае, когда на ШСС действуют только мощные УП, ширина спектра которых значительно меньше ширины спектра полезного сигнала, а мощность значительно превышает границы динамического диапазона ПУ
Выводы:
Защиту широкополосных систем связи от воздействия узкополосных помех, мощность которых превышает границы динамического диапазона приемного устройства, необходимо осуществлять во входных каскадах ПУ, до малошумящего усилителя и смесителя.
Для защиты ШСС от мощных нестационарных УП можно использовать перестраиваемые режекторные СВЧ фильтры на диэлектрических резонаторах.
Максимально возможное количество УП, которые могут быть подавлены указанным способом, зависит от ширины спектра полезного ШПС, ширины полосы режекции каждого фильтра на ДР и величины порогового уровня основного пика корреляционной функции, при котором происходит обнаружение полезного сигнала, принятого в конкретной системе.
1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. – М.: Радио и связь, 1985. – 384 с.: ил.
2. Милстайн Л.Б. Методы подавления помех в системах радиосвязи с широкополосными сигналами. - ТИИЭР. - 1988. - Т. 76, № 6. - С. 19-36.
3. Диэлектрические резонаторы/ М.Е. Ильченко, В.Ф. Взятышев, Л.Г. Гассанов и др.; Под ред. М.Е. Ильченко. – М.: Радио и связь, 1989. – 328 с.: ил. – ISBN 5-256-00217-1.
4. Трубин А.А. Расчет характеристик полосно-заграждающих фильтров на диэлектрических резонаторах//Известия ВУЗов. Радиоэлектроника. – 1997. - №9. – С.69-72.
5. Кравчук С.А., Селиванов С.А., Якименко Ю.И. Планарный полосовой фильтр КВЧ на диэлектрических резонаторах с пьезоэлектрической перестройкой частоты// Радиотехника. – 1989. – №4. – С.93-94.
6. Денисенко В.Н., Запорожец В.В. Управляемый диэлектрический резонатор//Электронная техника. Серия “Электроника СВЧ”. – 1980. - №7 (319). – С.61 – 63.
7. Алексейчик Л.В., Геворкян В.М., Плохих Н.А., Дроздов А.А. широкодиапазонные перестраиваемые электродинамические резонансные системы на базе феррит-диэлектрических элементов//Электронная техника. Серия “Электроника СВЧ”. – 1984. - №4 (364). – С.10 – 16.
8. Безбородов Ю.М., Лелюх Н.И., Севергин Б.Н. Двухчастотный СВЧ генератор со стабилизацией частот диэлектрическими резонаторами// Радиотехника. – 1989. – №1. – С.27-29.
9. А.С. 687500 СССР, М. Кл2Н01р 7/06. Сверхвысокочастотный резонатор/ Т.Н. Нарытник, В.Б. Федоров, В.И. Приймак. – Опубл. 1979, Бюл. № 35.
10. Нарытник Т.Н., Федоров В.Б., Денисенко В.Н. Электрически управляемые многофункциональные структуры СВЧ// Электронная техника. Сер. Электроника СВЧ. – 1980. – Вып.11. – С.7-11.
11. Высокочастотные керамические материалы и микроволновые элементы. ООО “Керамика”. – Каталог продукции. – Россия. – Санкт-Петербург. – 2000.
12. Бокк О.Ф. Анализ изменений корреляционной функции широкополосного сигнала при режекции узкополосных помех//Вопросы радиоэлектроники. Серия “Техника радиосвязи”. – 1975. – вып. 1. – С.88-95
Малыгин Иван Владимирович
« Назад
